如果電源電壓上升緩慢并且有噪聲，或者如果電源本身具有電阻（如電池中的電阻），導致電壓隨負載電流下降，那么當比較器輸入超過其UVLO閾值時，比較器的輸出將在高電平和低電平之間反復切換。
這是因為，比較器的正輸入因輸入噪聲或負載電流通過電源電阻導致的壓降而反復高于和低于VT閾值。
對于電池供電電路，這可能會導致永無休止的振蕩。使用具有遲滯功能的比較器可消除這種顫振，從而使開關(guān)切換更順暢。
如圖3所示，遲滯比較器針會對上升（例如：VT + 100 mV）和下降輸入（例如：VT – 100 mV）提供不同的閾值。
比較器遲滯會隨RB和RT放大，使電源電平為200 mV × （RB + RT）/RB。如果電源輸入的噪聲或壓降低于該遲滯，就可以消除顫振。
如果比較器不存在遲滯或遲滯較低，則有許多方法可以增加或提高遲滯。
所有這些方法均在分壓器接頭處采用正反饋，例如：當比較器斷路時，正在上升的比較器輸入電平會更高。為簡單起見，以下等式假設比較器本身沒有遲滯。
圖3.通過在分壓器接頭與電源開關(guān)輸出之間連接一個電阻來增加欠壓閉鎖閾值遲滯
分壓器與輸出之間的電阻（圖3）：
在分壓器接頭（比較器的正輸入）與電源開關(guān)輸出之間增加一個電阻（RH）。
當電源電壓從0 V開始上升時，比較器的正輸入低于VT，比較器輸出低電平，電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。
假設由于系統(tǒng)負載，開關(guān)輸出為0 V。因此，將RH與RB并聯(lián)，用于計算輸入閾值。上升輸入欠壓閾值為VT × （（RB || RH） + RT）/（RB || RH），其中：RB || RH = RB × RH/（RB + RH）。高于此閾值時，開關(guān)打開，接通系統(tǒng)電源。
為了計算下降輸入欠壓閾值，由于開關(guān)閉合，RH與RT并聯(lián)，下降輸入欠壓閾值為：VT × （RB + （RT || RH））/RB，其中 RT || RH = RT × RH/（RT + RH）。
如果比較器本身存在一定遲滯，則使用上一個等式中的上升或下降比較器閾值代替VT。
圖1中的示例，VT = 1 V且RT = 10 × RB，如果不存在比較器遲滯或RH，則上升和下降閾值為11 V。
如圖3所示，增加RH = 100 × RB，則上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為10.09 V；也就是說，遲滯為1.01 V。該方法對OVLO無效，因為輸入電平上升會關(guān)閉電源開關(guān)，從而導致RH將比較器輸入電平拉低（這樣會再次打開開關(guān)）而不是拉高。
連接開關(guān)電阻（圖4）：
增加遲滯的另一個方法就是連接可以改變底部電阻有效值的開關(guān)電阻。開關(guān)電阻可以并聯(lián)（圖4a），也可以串聯(lián)（圖4b）。
我們來看看圖4a：當VIN為低電平（比如說為0 V）時，比較器的輸出（UV或OV）節(jié)點）為高電平，從而打開N溝道MOSFET M1，并將RH與RB并聯(lián)連接。
假設M1的導通電阻與RH相比可以忽略不計，或可以包含在RH的值中。上升輸入閾值與圖3中的相同：VT × （（RB || RH） + RT）/（RB || RH）。
一旦VIN高于該閾值，比較器輸出就會變?yōu)榈碗娖?，從而關(guān)閉M1，并斷開RH與分壓器的連接。
因此，下降輸入閾值與圖1中的相同：VT × （RB + RT）/RB。繼續(xù)我們的示例，VT = 1 V，RT = 10 × RB且RH = 100 × RB，上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為11 V；
也就是說，RH產(chǎn)生了100 mV的遲滯。該方法和下述方法均可用于欠壓或過壓閉鎖，因為其用途取決于比較器輸出打開電源開關(guān)的方式（未顯示）。
圖4.使用開關(guān)（a）分流電阻或電流和（b）串聯(lián)電阻增加欠壓或過壓閉鎖閾值遲滯
圖4b的配置可得出上升輸入閾值為：VT × （RB + RT）/RB，下降輸入閾值為：VT × （RB + RH + RT）/（RB + RH）。
圖4中的RH = RB/10，因此上升輸入閾值為11 V，下降閾值為10.091 V，也就是說，遲滯為909 mV。這表明，圖4b配置需要一個更小的RH才能產(chǎn)生更大的遲滯。
連接電流源（圖4a）：
圖4a的電阻RH可以使用電流源IH代替。該方法適用于LTC4417和LTC4418優(yōu)先級控制器。當VIN為低電平時，比較器的高電平輸出使能IH。輸入閾值上升時，比較器的負輸入為VT。
因此，RT中的電流為IH + VT/RB，得出的上升閾值為：VT + （IH + VT /RB） × RT = VT × （RB + RT）/RB + IH × RT。
一旦VIN高于該閾值，比較器的低電平輸出就會關(guān)閉IH。因此，下降閾值與圖1中的相同：VT × （RB + RT）/RB，且輸入閾值遲滯為：IH × RT。
電阻分壓器偏置電流
之前的等式假設比較器輸入端的輸入偏置電流為0，而示例只考慮了電阻比，而未考慮絕對值。比較器輸入同時具有輸入失調(diào)電壓（VOS）、參考誤差（也可以與VOS合并），以及輸入偏置電流或漏電流（ILK）。
如果分壓器偏置電流（圖1跳變點處的VT/RB）明顯大于輸入漏電流，則零泄漏假設成立。例如，如果分壓器電流是輸入漏電流的100倍時，漏電流引起的輸入閾值誤差將保持在1%以下。
另一種方法是比較漏電流引起的閾值誤差與失調(diào)電壓引起的閾值誤差。
考慮比較器的非理想因素，圖1輸入欠壓閾值等式變?yōu)椋海╒T ± VOS） × （RB + RT）/RB ± ILK × RT（類似于之前的遲滯電流等式），可重寫為：（VT ± VOS ± ILK × RB × RT/（RB + RT）） × （RB + RT）/RB。
輸入漏電流表現(xiàn)為比較器閾值電壓誤差，通過選擇適當?shù)碾娮瑁梢员M可能降低該誤差（相對于失調(diào)電壓），也就是，ILK × （RB || RT） 《 VOS。
舉個例子，LTC4367欠壓和過壓保護控制器UV和OV引腳的最大漏電流為±10 nA，而UV/OV引腳比較器的500 mV閾值失調(diào)電壓為±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。
根據(jù)預算，±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失調(diào)電壓的一半）漏電流產(chǎn)生的閾值誤差為：RB || RT 《 3 mV/10 nA = 300 kΩ。
要使用0.5 V比較器閾值設置11 V輸入欠壓閾值，則要求：RT = RB × 10.5 V/0.5 V = 21 × RB。
因此，RB || RT = 21 × RB/22 《 300 kΩ，則RB 《 315.7 kΩ。對于RB來說，最接近1%的標準值為309 kΩ，得出的RT為6.49 MΩ。
跳變點處的分壓器偏置電流為0.5 V/309 kΩ = 1.62 μA，是10 nA漏電流的162倍。為了在不增加比較器輸入漏電流導致的閾值誤差的情況下盡可能降低分壓器電流，這種分析至關(guān)重要。
結(jié)論
在基于比較器的相同控制電路中，利用電阻分壓器可輕松調(diào)整電源欠壓和過壓閉鎖閾值。電源噪聲或電阻需要閾值遲滯，以防止電源超過閾值時出現(xiàn)電源開關(guān)打開和關(guān)閉顫振。本文介紹了實現(xiàn)欠壓和過壓閉鎖遲滯的一些不同方法。
基本原理是比較器斷路時，在分壓器接頭處會產(chǎn)生一些正反饋。增加或提高保護控制器IC遲滯時，有些方法取決于比較器輸出或IC輸出引腳的類似信號的可用性。選擇電阻值時，應注意避免使比較器的輸入漏電流成為閾值誤差的主要來源。
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