變頻電源作為電源系統(tǒng)的重要組成部分，其性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到整個(gè)系統(tǒng)的安全和可靠性指標(biāo)?，F(xiàn)代變頻電源以低功耗、高效率、電路簡(jiǎn)潔等顯著優(yōu)點(diǎn)而備受青睞。變頻電源的整個(gè)電路由交流-直流-交流-濾波等部分構(gòu)成，輸出電壓和電流波形均為純正的正弦波，且頻率和幅度在一定范圍內(nèi)可調(diào)。
本文實(shí)現(xiàn)了基于TMS320F28335的變頻電源數(shù)字控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，通過(guò)有效利用TMS320F28335豐富的片上硬件資源，實(shí)現(xiàn)了SPWM的不規(guī)則采樣，并采用PID算法使系統(tǒng)產(chǎn)生高品質(zhì)的正弦波，具有運(yùn)算速度快、精度高、靈活性好、系統(tǒng)擴(kuò)展能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。
系統(tǒng)總體介紹
根據(jù)結(jié)構(gòu)不同，變頻電源可分為直接變頻電源與間接變頻電源兩大類。本文所研究的變頻電源采用間接變頻結(jié)構(gòu)即交-直-交變換過(guò)程。首先通過(guò)單相全橋整流電路完成交-直變換，然后在DSP控制下把直流電源轉(zhuǎn)換成三相SPWM波形供給后級(jí)濾波電路，形成標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。變頻系統(tǒng)控制器采用TI公司推出的業(yè)界首款浮點(diǎn)數(shù)字信號(hào)控制器TMS320F28335，它具有150MHz高速處理能力，具備32位浮點(diǎn)處理單元，單指令周期32位累加運(yùn)算，可滿足應(yīng)用對(duì)于更快代碼開(kāi)發(fā)與集成高級(jí)控制器的浮點(diǎn)處理器性能的要求。與上一代領(lǐng)先的數(shù)字信號(hào)處理器相比，最新的F2833x浮點(diǎn)控制器不僅可將性能平均提升50%，還具有精度更高、簡(jiǎn)化軟件開(kāi)發(fā)、兼容定點(diǎn)C28x TM控制器軟件的特點(diǎn)。系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。
圖1 系統(tǒng)總體框圖
(1)整流濾波模塊：對(duì)電網(wǎng)輸入的交流電進(jìn)行整流濾波，為變換器提供波紋較小的直流電壓。
(2)三相橋式逆變器模塊：把直流電壓變換成交流電。其中功率級(jí)采用智能型IPM功率模塊，具有電路簡(jiǎn)單、可靠性高等特點(diǎn)。
(3)LC濾波模塊：濾除干擾和無(wú)用信號(hào)，使輸出信號(hào)為標(biāo)準(zhǔn)正弦波。
(4)控制電路模塊：檢測(cè)輸出電壓、電流信號(hào)后，按照一定的控制算法和控制策略產(chǎn)生SPWM控制信號(hào)，去控制IPM開(kāi)關(guān)管的通斷從而保持輸出電壓穩(wěn)定，同時(shí)通過(guò)SPI接口完成對(duì)輸入電壓信號(hào)、電流信號(hào)的程控調(diào)理。捕獲單元完成對(duì)輸出信號(hào)的測(cè)頻。
(5)電壓、電流檢測(cè)模塊：根據(jù)要求，需要實(shí)時(shí)檢測(cè)線電壓及相電流的變化，所以需要三路電壓檢測(cè)和三路電流檢測(cè)電路。所有的檢測(cè)信號(hào)都經(jīng)過(guò)電壓跟隨器隔離后由TMS320F28335的A/D通道輸入。
(6)輔助電源模塊：為控制電路提供滿足一定技術(shù)要求的直流電源，以保證系統(tǒng)工作穩(wěn)定可靠。
系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)
變頻電源的硬件電路主要包含6個(gè)模塊：整流電路模塊、IPM電路模塊、IPM隔離驅(qū)動(dòng)模塊、輸出濾波模塊、電壓檢測(cè)模塊和TMS320F28335數(shù)字信號(hào)處理模塊。
整流電路模塊
采用二極管不可控整流電路以提高網(wǎng)側(cè)電壓功率因數(shù)，整流所得直流電壓用大電容穩(wěn)壓為逆變器提供直流電壓，該電路由6只整流二極管和吸收負(fù)載感性無(wú)功的直流穩(wěn)壓電容組成。整流電路原理圖如圖2所示。
圖2 整流電路原理圖
IPM電路模塊
IPM由高速、低功率IGBT、優(yōu)選的門級(jí)驅(qū)動(dòng)器及保護(hù)電路組成。IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)是由BJT(雙極型三極管)和MOS(絕緣柵型場(chǎng)效應(yīng)管)組成的復(fù)合全控型電壓驅(qū)動(dòng)式電力電子器件。GTR飽和壓降低，載流密度大，但驅(qū)動(dòng)電流較大;MOSFET驅(qū)動(dòng)功率很小，開(kāi)關(guān)速度快，但導(dǎo)通壓降大，載流密度小。IGBT綜合了以上兩種器件的優(yōu)點(diǎn)，驅(qū)動(dòng)功率小而飽和壓降低，非常適合應(yīng)用于直流電壓。因而IPM具有高電流密度、低飽和電壓、高耐壓、高輸入阻抗、高開(kāi)關(guān)頻率和低驅(qū)動(dòng)功率的優(yōu)點(diǎn)。本文選用的IPM是日本富士公司的型號(hào)為6MBP20RH060的智能功率模塊，該智能功率模塊由6只IGBT管子組成，其IGBT的耐壓值為600V，最小死區(qū)導(dǎo)通時(shí)間為3μs。
IPM隔離驅(qū)動(dòng)模塊
由于逆變橋的工作電壓較高，因此DSP的弱電信號(hào)很難直接控制逆變橋進(jìn)行逆變。美國(guó)國(guó)際整流器公司生產(chǎn)的三相橋式驅(qū)動(dòng)集成電路IR2130，只需一個(gè)供電電源即可驅(qū)動(dòng)三相橋式逆變電路的6個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件。
IR2130驅(qū)動(dòng)其中1個(gè)橋臂的電路原理圖如圖3所示。C1是自舉電容，為上橋臂功率管驅(qū)動(dòng)的懸浮電源存儲(chǔ)能量，D1可防止上橋臂導(dǎo)通時(shí)直流電壓母線電壓到IR2130的電源上而使器件損壞。R1和R2是IGBT的門極驅(qū)動(dòng)電阻，一般可采用十到幾十歐姆。R3和R4組成過(guò)流檢測(cè)電路，其中R3是過(guò)流取樣電阻，R4是作為分壓用的可調(diào)電阻。IR2130的HIN1~HIN3、LIN1~LIN3作為功率管的輸入驅(qū)動(dòng)信號(hào)與TMS320F8335的PWM連接，由TMS320F8335控制產(chǎn)生PWM控制信號(hào)的輸入，F(xiàn)AULT與TMS320F8335引腳PDPINA連接，一旦出現(xiàn)故障則觸發(fā)功率保護(hù)中斷，在中斷程序中封鎖PWM信號(hào)。
圖3 IR2130驅(qū)動(dòng)其中1個(gè)橋臂的電路原理圖
輸出濾波模塊
采用SPWM控制的逆變電路，輸出的SPWM波中含有大量的高頻諧波。為了保證輸出電壓為純正的正弦波，必須采用輸出濾波器。本文采用LC濾波電路，其中截止頻率取基波頻率的4.5倍，L=12mH，C=10μF。
電壓檢測(cè)模塊
電壓檢測(cè)是完成閉環(huán)控制的重要環(huán)節(jié)，為了精確的測(cè)量線電壓，通過(guò)TMS320F28335的SPI總線及GPIO口控制對(duì)輸入的線電壓進(jìn)行衰減/放大的比例以滿足A/D模塊對(duì)輸入信號(hào)電平(0-3V)的要求。電壓檢測(cè)模塊采用256抽頭的數(shù)字電位器AD5290和高速運(yùn)算放大器AD8202組成程控信號(hào)放大/衰減器，每個(gè)輸入通道的輸入特性為1MΩ輸入阻抗+30pF。電壓檢測(cè)模塊電路原理圖如圖4所示。
圖4 電壓檢測(cè)電路原理圖
系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)
系統(tǒng)上電后按照選定的模式自舉加載程序，跳轉(zhuǎn)到主程序入口，進(jìn)行相關(guān)變量、控制寄存器初始化設(shè)置和正弦表初始化等工作。接著使能需要的中斷，啟動(dòng)定時(shí)器，然后循環(huán)進(jìn)行故障檢測(cè)和保護(hù)，并等待中斷。主要包括三部分內(nèi)容：定時(shí)器周期中斷子程序、A/D采樣子程序和數(shù)據(jù)處理算法。主程序流程圖如圖5所示。
圖5 主程序流程圖
定時(shí)器周期中斷子程序
主要進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，更新占空比，產(chǎn)生SPWM波。定時(shí)器周期中斷流程圖如圖6所示。
圖6 定時(shí)器周期中斷流程圖
A/D采樣子程序
主要完成線電流采樣和線電壓采樣。為確保電壓與電流信號(hào)間沒(méi)有相對(duì)相移，本部分利用TMS320F28335片上ADC的同步采樣方式。為提高采樣精度，在A/D中斷子程序中采用均值濾波的方法。
對(duì)A相電壓和電流A/D的同步采樣部分代碼如下：
interrupt void adc_isr(void)
{
if(counter==0)
{
receive_a0_data[i++] = AdcRegs.ADCRESULT0>>4; //右移四位
receive_b0_data[j++] = AdcRegs.ADCRESULT1>>4; //右移四位
}
if(counter>=1)
{ // 對(duì)結(jié)果取平均，平滑濾波
receive_a0_data[i++] = (receive_a0_data[i0++]+(AdcRegs.ADCRESULT0>>4))/2;
receive_b0_data[j++] = (receive_b0_data[j0++]+(AdcRegs.ADCRESULT1>>4))/2;
}
if(i==512) {i=0;i0=0;}
if(j==512) {j=0;j0=0; counter++;}
AdcRegs.ADCTRL2.bit.RST_SEQ1 = 1; // 復(fù)位排序器
AdcRegs.ADCST.bit.INT_SEQ1_CLR = 1; // 清中斷標(biāo)志位
PieCtrlRegs.PIEACK.all = PIEACK_GROUP1;// 開(kāi)中斷應(yīng)答
}
數(shù)據(jù)處理算法
本系統(tǒng)主要用到以下算法：(1)SVPWM算法(2)PID調(diào)節(jié)算法(3)頻率檢測(cè)算法
SVPWM算法
變頻電源的核心就是SVPWM波的產(chǎn)生，SPWM波是以正弦波作為基準(zhǔn)波(調(diào)制波)，用一列等幅的三角波(載波)與基準(zhǔn)正弦波相比較產(chǎn)生PWM波的控制方式。當(dāng)基準(zhǔn)正弦波高于三角波時(shí)，使相應(yīng)的開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通;當(dāng)基準(zhǔn)正弦波低于三角波時(shí)，使相應(yīng)的開(kāi)關(guān)器件截止。由此，逆變器的輸出電壓波形為脈沖列，其特點(diǎn)是：半個(gè)周期中各脈沖等距等幅不等寬，總是中間寬，兩邊窄，各脈沖面積與該區(qū)間正弦波下的面積成比例。這種脈沖波經(jīng)過(guò)低通濾波后可得到與調(diào)制波同頻率的正弦波，正弦波幅值和頻率由調(diào)制波的幅值和頻率決定。
本文采用不對(duì)稱規(guī)則采樣法，即在三角波的頂點(diǎn)位置與低點(diǎn)位置對(duì)正弦波進(jìn)行采樣，它形成的階梯波更接近正弦波。不規(guī)則采樣法生成SPWM波原理如圖7所示。圖中，Tc是載波周期，M是調(diào)制度，N為載波比，Ton為導(dǎo)通時(shí)間。
由圖7得：
當(dāng)k為偶數(shù)時(shí)代表頂點(diǎn)采樣，k為奇數(shù)時(shí)代表底點(diǎn)采樣。
SVPWM算法實(shí)現(xiàn)過(guò)程：
利用F28335內(nèi)部的事件管理器模塊的3個(gè)全比較單元、通用定時(shí)器1、死區(qū)發(fā)生單元及輸出邏輯可以很方便地生成三相六路SPWM波形。實(shí)際應(yīng)用時(shí)在程序的初始化部分建立一個(gè)正弦表，設(shè)置通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)方式為連續(xù)增計(jì)數(shù)方式，在中斷程序中調(diào)用表中的值即可產(chǎn)生相應(yīng)的按正弦規(guī)律變化的SPWM波。SPWM波的頻率由定時(shí)時(shí)間與正弦表的點(diǎn)數(shù)決定。
SVPWM算法的部分代碼如下：
void InitEv(void)
{
EALLOW;
GpioMuxRegs.GPAMUX.all=0x00FF;
EDIS;
EvaRegs.EVAIFRA.all = 0xFFFF; // 清除中斷標(biāo)志
EvaRegs.T1PR= 2500; //定時(shí)器1周期值,定時(shí)0.4us*2500=1ms
EvaRegs.T1CMPR = XPWM; //比較值初始化
EvaRegs.T1CNT = 0; EvaRegs.T1CON.all = 0xF54E; //增模式, TPS系數(shù)80M/32=2.5M,T1使能,
EvaRegs.ACTR.all = 0x0006; //PWM1,2低有效
EvaRegs.DBTCONA.all = 0x0534; //使能死區(qū)定時(shí)器1,分頻80M/32=2.5M,死區(qū)時(shí)
//間5*0.4us=2us
EvaRegs.COMCONA.all = 0xA600; //比較控制寄存器
EvaRegs.EVAIMRA.all = 0x0080;
}
PID調(diào)節(jié)算法
在實(shí)際控制中很多不穩(wěn)定因素易造成增量較大，進(jìn)而造成輸出波形的不穩(wěn)定性，因此必須采用增量式PID算法對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行優(yōu)化。PID算法數(shù)學(xué)表達(dá)式為
Upresat(t)= Up(t)+ Ui(t)+ Ud(t)
其中，Up(t)是比例調(diào)節(jié)部分，Ui(t)是積分調(diào)節(jié)部分，Ud(t)是微分調(diào)節(jié)部分。
本文通過(guò)對(duì)A/D轉(zhuǎn)換采集來(lái)的電壓或電流信號(hào)進(jìn)行處理，并對(duì)輸出的SPWM波進(jìn)行脈沖寬度的調(diào)整，使系統(tǒng)輸出的電壓保持穩(wěn)定。
PID調(diào)節(jié)算法的部分代碼如下：
float PIDCalc( PID *pp, int NextPoint )
{
int dError,Error;
Error=pp->SetPoint*10-NextPoint; // 偏差
pp->SumError+= Error; // 積分
dError=pp->LastError-pp->PrevError; // 當(dāng)前微分
pp->PrevError = pp->LastError;
pp->LastError = Error;
return
((pp->Proportion) * Error // 比例項(xiàng)
+ (pp->Integral) * (pp->SumError) // 積分項(xiàng)
+ (pp->Derivative) * dError); // 微分項(xiàng)
}
頻率檢測(cè)算法
頻率檢測(cè)算法用來(lái)檢測(cè)系統(tǒng)輸出電壓的頻率。用TMS320F28335片上事件管理器模塊的捕獲單元捕捉被測(cè)信號(hào)的有效電平跳變沿，并通過(guò)內(nèi)部的計(jì)數(shù)器記錄一個(gè)周波內(nèi)標(biāo)頻脈沖個(gè)數(shù)，最終進(jìn)行相應(yīng)的運(yùn)算后得到被測(cè)信號(hào)頻率。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果
測(cè)量波形
在完成上述硬件設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，本文采用特定的PWM控制策略，使逆變器拖動(dòng)感應(yīng)電機(jī)運(yùn)行，并進(jìn)行了短路、電機(jī)堵轉(zhuǎn)等實(shí)驗(yàn)，證明采用逆變器性能穩(wěn)定，能可靠地實(shí)現(xiàn)過(guò)流和短路保護(hù)。圖8是電機(jī)在空載條件下，用數(shù)字示波器記錄的穩(wěn)態(tài)電壓波形。幅度為35V，頻率為60Hz。
圖7 不規(guī)則采樣法生成SPWM波原理圖
圖8 輸出線電壓波形
測(cè)試數(shù)據(jù)
在不同頻率及不同線電壓情況下的測(cè)試數(shù)據(jù)如表1所示。
表1 不同輸出頻率及不同線電壓情況下實(shí)驗(yàn)結(jié)果
結(jié)果分析
由示波器觀察到的線電壓波形可以看出，波形接近正弦波，基本無(wú)失真;由表中數(shù)據(jù)可以看出，不同頻率下，輸出線電壓最大的絕對(duì)誤差只有0.6V，相對(duì)誤差為1.7%。
結(jié)束語(yǔ)
本文設(shè)計(jì)的三相正弦波變頻電源，由于采用了不對(duì)稱規(guī)則采樣算法和PID算法使輸出的線電壓波形基本為正弦波，其絕對(duì)誤差小于1.7%;同時(shí)具有故障保護(hù)功能，可以自動(dòng)切斷輸入交流電源。因此本系統(tǒng)具有電路簡(jiǎn)單、抗干擾性能好、控制效果佳等優(yōu)點(diǎn)，便于工程應(yīng)用，具有較大的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。
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